Cyclic Delay Pilot Channel Estimation for Space-Time Block Coded Cooperative Amplify-and-Forward Relay

Recently, we proposed space-time block coded (STBC) cooperative amplify-and-forward (Co-AF) relay (STBC-Co-AF relay) and showed that STBC-Co-AF relay outperforms Co-AF relay while keeping relay station structure simple. However, the past study for STBC-Co-AF relay assumed channel state information (CSI) of the channels of the source node-to-the relay node and the relay node-to-the destination node can be perfectly estimated at destination node. In this paper, we proposed cyclic delay pilot channel estimation (CDP-CE) for STBC-Co-AF relay. In the proposed scheme, pilot reverse modulation, conjugate operation and multiplying cyclic delay pilot are performed to the received signal from source node at the relay node, and then, the relay node amplifies and forwards it to the destination node. At the destination node, channel estimation is performed viewing a concatenation of the channels of the source node-to-the relay node link and the relay node-to-the destination node link as an equivalent channel. We evaluate, by the computer simulation, the average bit error rate (BER) performance and End-to-End throughput performance when using proposed CDP-CE for STBC-Co-AF relay and show that the effectiveness of proposed CDP-CE. Keyword space-time block coding, cooperative amplify-and-forward relay, cyclic delay pilot channel estimation 1. まえがき 無人航空機(UA)を用いる無線中継伝送システムは, 大規模な災害時に通信手段を迅速に復旧できると期待 されている [1].しかしながら,地上局―UA 間リンク は UA の移動や旋回による周波数選択性フェージング, 伝搬損失およびシャドウイング損失によって通信品質 が時々刻々と変動する不安定なリンクのなるため,伝 送品質のさらなる改善が求められている [2].広帯域シ ングルキャリア(SC)伝送では,最小平均二乗誤差規 範に基づく周波数領域等化(MMSE-FDE)[3-5]を用い ることにより,周波数選択性フェージングを克服する ことができる.また MMSE-FDE と時空間ブロック符 号化(STBC)ダイバーシチ [6-8]を組み合わせることで, 空間ダイバーシチ効果および周波数ダイバーシチ効果 の両方を得ることができ,送信局の構成を簡易に保ち つつ,伝送品質を改善できる.また,中継局を用いた 協調中継伝送を用いることで,伝搬損失およびシャド ウイング損失を克服し,セル端に端末が位置する場合 でも優れた伝送品質を達成できる [9-10]. 最近,筆者らは UA の構成を簡易に保ちつつ,優れ た伝送品質を実現する中継方式として,STBC 符号化 と協調中継伝送を組み合わせた STBC 協調非再生 (Co-AF)中継伝送(STBC-Co-AF)中継伝送を提案し た [11].STBC-Co-AF 中継では,第 1 タイムスロットに おいて,送信局が 2 ブロック信号を中継局と受信局に 向けて送信する.その後中継局は,受信信号に対して, 従来のアンテナ 2 本の STBC 符号化行列 [6]の転置行列 である変形 STBC 符号化を波形レベルで施した後,第 2 タイムスロットにおいて増幅および中継を行う.受 信局では,送信局-中継局間チャネルと中継局-受信 局間チャネルの積をひとつの等価チャネルとみなし, 受信 FDE,ダイバーシチ合成および STBC 復号を行う. これにより,STBC-Co-AF 中継伝送では,中継局でチ ャネル情報(CSI)を用いることなく高い空間ダイバ ーシチ効果を獲得できる.これまでの検討により, STBC-Co-AF 中継伝送は,中継局の構成を簡易に保ち つつ,Co-AF 中継伝送より優れた平均ビット誤り率 (BER)特性を達成できることを明らかにした [11]. しかしながら,STBC-Co-AF 中継伝送に関するこれま での検討では,受信局において CSI が理想的に推定で き る も の と 仮 定 し て い た . そ こ で 本 稿 で は , STBC-Co-AF 中継伝送のための循環遅延パイロットチ ャネル推定法(CDP-CE)[12]を提案する.提案 CDP-CE では,中継局は受信パイロット信号に,パイロット逆 変調(パイロット除算),複素共役演算および循環遅延 パイロット乗算を適用した後,受信局に送信する.そ して受信局では送信局-中継局第 0 アンテナ-受信局 間および送信局-中継局第 1 アンテナ-受信局間の 2 つの等価チャネルを同時に推定する.このような操作 により,中継局でチャネル推定を行う必要がなくなる. 提案 CDP-CE を用いた STBC-Co-AF 中継を行った場合 の平均 BER 特性と End-to-End スループット特性を計 算機シミュレーションにより求め,提案 CDP-CE の有 効性を明らかにしている. 本稿の構成は以下のようになっている.第 2 章にて STBC-Co-AF 中継伝送の概要について述べた後,第 3 章にて STBC-Co-AF 中継伝送のための CDP-CE を提案 する.第 4 章で計算機シミュレーション結果を述べた 後,第 5 章にてまとめる. 2. STBC-Co-AF 中継伝送の概要 本稿では SC-STBC-Co-AF 中継伝送を仮定している. 図 1 にシステムモデルを示す.送信局,中継局および 受信局は一直線上に配置するものとし,送信局と受信 局間の距離,送信局と中継局間の距離をそれぞれ R と RSR とする.したがって中継局と受信局間の距離は RRSR と表される.送信局は 1 本のアンテナ,中継局 は 2 本のアンテナ,そして受信局は ND 本のアンテナ を搭載するものとする.また図 2 に示すように,パイ ロットブロックはデータブロック NB 個ごとに 1 個挿 入されるものと仮定している. 図 1 システムモデル 図 2 フレーム構成 2.1. データ中継時の受信局受信信号表現 図 3 に STBC-Co-AF 中継における送受信機構成を示 す.以降,シンボル時間間隔 Ts の離散時間等価低域表 現を用いる. 送信局は第 1 タイムスロットにおいて中継局と受信 局に 2 ブロックの信号を送信する.その後,中継局第 0 アンテナでは受信信号をそのまま増幅し,中継局第 1 アンテナでは受信信号に対して複素共役演算およびブ ロック入れ替えを行った後,増幅する [11].そして第 2 タイムスロットにおいて中継局が受信局に信号を送信 する.第 1 タイムスロットにおける受信局の ND×2 周 波数領域受信信号行列を ) ( 1 k st D R ,第 2 タイムスロット における受信局の ND×2 周波数領域受信信号行列を ) ( 2 k nd D R とすると,受信局における 2ND×2 拡張周波数 領域受信信号行列 ) (k D R =[   st D k) ( 1 R ,   nd D k) ( 2 R ] は次式 で表される [11]. ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) , 1 ( ) , 0 ( 0 ) ( ) ( * 0 * 1 1 0 k k S k S k S k S k k k k D SRD SRD SD D N H H H R                 (1) ただし{Sm(k):k=0,...,Nc1,m=0,1}は送信局の第 m 周波 数 領 域 送 信 信 号 で あ る .       D SD SD s SD k N H k H P k , 1 ,..., , 0 2 ) (   H は送信局-受 信局間の ND×1 チャネル行列であり,   k n H D D S ,  は送 信局-受信局第 nD アンテナのチャネルの伝達関数で ある.また     R P P s s は送信局の正規化送信電力であ り,および s P はそれぞれ伝搬損失指数および送信局 の実際の送信電力である. ) , ( k nR SRD H は送信局-中継 局第 nR アンテナ-受信局間の ND×1 等価チャネル行列 であり,次式で表される.      ) , 1 ( ) , 1 ( ) , 1 ( ) , 0 ( ) , 0 ( ) , 0 (